PWM整流控制器研究

蒋传荣刘林海

海华电子企业（中国）有限公司广州510656

摘要：本文首先对PWM整流器直接电流控制进行原理分析模型建立，在控制方法上，对目前比较成熟的不定频滞环控制器、不定频SVPWM控制器、dq解耦控制器、滑模变结构控制器进行仿真分析，得出采用MATLAB/SIMULINK来实现整流器系统控制仿真过程，最后得出最优的控制方案。

关键词：SVPWMdq解偶滑模变结构

Abstract：ThedirectcurrentcontrolofPWMrectifierisanalyzedinprincipleandthemodelisestablishedfirstly.Incontrolmethod，thesimulationprocessofrectifiersystemisrealizedbytheMATLAB/SIMULINKandthematureuncertainfrequencehysteresisloopcontroller，theuncertainfrequencySVPWMcontroller，dqdecouplingcontrollerandslidingmodedecouplingcontrollerwasanalyzedinsimulation.Finally，theoptimalcontrolschemeisobtained.

Keywords：SVPWM，dqdecoupling，slidingmodestructure

1引言

PWM整流器关键是控制输入电流，通过控制可控器件（IGBT）导通时间，使得整流器的输入电流与电压间的相位相同，使功率因数接近1，通过调整电流的相位，可以实现功率的双向流动，使直流侧电压保持恒定，并使其具有良好的动态响应性能［1］；另外，还要尽量使算法简化以增强控制的实时性［2］。目前，在PWM整流器电流控制技术主要分为两类：即间接电流控制和直接电流控制［3-4］。本文主要对直接电流控制进行研究和仿真。

2PWM整流器直接电流控制原理

VSR直接电流控制是针对VSR间接电流控制不足（动态响应慢，对参数敏感）而提出来的。这种直接电流控制与间接电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有网侧电流闭环控制，而后者则无网侧电流闭环控制。由于采用网侧电流闭环控制，使VSR网侧电流动，静态性能得到了提高，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，从而增强了电流控制系统的鲁棒性。本论文的直接电流控制以电流滞环控制为研究对象。

电流滞环控制是对PWM整流器输入电流的瞬时反馈控制，把给定电流信号与实际输入电流信号进行比较，二者偏差作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路开通关断的PWM信号，该PWM信号经过驱动电路控制主电路桥臂全控型器件的开通和关断，从而控制输入电流。在功率变换器控制系统中，滞环控制单元一般同时兼有两种职能，一是作为闭环电流调节器，二是起着脉宽调制的作用。这种控制方式简单，应用范围广泛。不仅具有优良的动态性能、良好的跟踪精度而且控制系统鲁棒性好。其主要缺点是开关频率不固定，输入电流谐波分布随给滤波器设计带来困难。

为了简化滞环PWM电流控制原理分析，以单桥臂VSR滞环PWM电流控制为例，其原理图如图1所示。

式中：p-微分算子。

同单桥臂VSR滞环PWM电流控制一样，当分析三相无中线VSR滞环PWM电流控制时，也可进行每相分析。若考虑整流状态时的单位功率因素控制，在交流电流正半周，当实际相电流大于相指令电流时，该相对应桥臂的下侧功率管关断，反之则导通。

与单桥臂VSR滞环PWM电流控制不同的是，功率开关管切换时，相电流的变化率除受本相桥臂功率管开关状态影响外，还受相邻桥臂功率管开关状态的影响。

实际上，功率开关管的工作模式只存在两种组合，即零状态组合和非零状态组合。在零状态时，三相VSR桥臂交流端被短接，无法利用直流电压进行电流跟踪控制；在非零状态组合时，利用VSR直流侧电压对其相电流进行滞环电流跟踪控制，因此，非零状态组合对应的三相VSR交流侧相电压的绝对值必须大于相电动势峰值。所以直流侧电压的设计很关键，考虑到电网波动和线性控制范围等因素，直流电压常取：

3控制器系统仿真分析

系统仿真主要针对我司项目的设计要求和性能指标，具体如下：三相交流输入电压有效值220V，直流输出电压600V～700V，额定功率12KW，最大功率48KW～60KW，动态电压超调<15%，稳定时间<10ms，系统功率因数要求98%，总谐波畸变率<6%。由这些设计要求和性能指标可以看出，本项目对直流侧电压的动态要求比较高，在负载大范围扰动的情况下，直流侧电压要求响应迅速，在短时间内达到稳定状态。

对控制方法的选择上，主要试用目前比较成熟的传统控制技术为主，通过对参数的调试以达到上述性能指标。

MATLAB是目前应用比较广泛仿真工具，其中Simulink仿真环境为系统仿真技术提供了新的解决方案。本系统采用MATLAB/SIMULINK来实现整流器系统控制仿真过程。在仿真过程中首先在SIMULINK仿真环境中搭建好主电路，主电路如图3所示，然后对不同策略的控制器按照项目所给要求仿真，最后分析仿真结果。

在对多种方案进行仿真比较后，以确定本项目最终控制策略的选择。

由图10可以看到由额定负载突变到4倍额定负载（48KW）时，电容电压下降到564V，稳定时间为0.04S；负载由48KW切换到额定12KW时，电容电压上升到662V，稳定时间为0.2S。动态电压超调符合项目要求（<15%），但是稳定时间过长，没有达到项目要求（10ms）。另外系统功率因数达到项目要求（98%），总谐波畸变率基本达标。

图11是工作在额定负载，在0.5s额定负载变为5倍额定（60KW）；1s时又切回额定负载，电容电压的波形。可见在负载大范围变化之间切换时，电压上升为715V，过渡时间为1s。在额定情况下，总谐波畸变率为6%。

图115倍负载直流侧电压输出波形

分析结果表明：dq解耦法基本达到项目要求，直流电压基本无静差，功率因数达到98%以上，谐波基本达到要求；但是在负载由重载（500%）到额定负载的切换过程中，直流电压波动较大，为系统所不能接受。

3.4滑模变结构控制

变结构系统的概念为：系统的控制器由若干个不同的子系统构成，这些子系统的结构或参数不同，系统在工作中根据某种函数规则在这些子系统中切换，目的是改善整个系统的动态性能，即使各子系统都是线性的，整个系统也不是线性的，而是一种有跳变的不连续的非线性系统。

系统参数如下：三相电源相电压有效值Vs=220V；若取直流侧电压参考值为600V，L=0.008H；R=0.1Ω，C=3300μF。

其控制框图为：

图13滑模变结构控制器框图

图中K为0.003；

f（u）=u（1）*3300e-6*u（2）/0.003/（1.732*220-0.1*u（3））

首先我们观察空载启动，然后带额定负载的情况。

其直流电压波形如图14所示，可见启动特性较好，无需加软启动，其电压最大值为680V，稳定时间为0.035s，电压稳定值为605V，符合项目要求。稳定后功率因数高达99.99%，总谐波畸变率为7%。

电压最低值为562V，最大值为569V，满足项目要求；额定负载时稳定直流电压为605V，

4倍负载时稳定直流电压为610V，满足项目要求；稳定时间分别为0.02S和0.015S，基本满足项目要求。在重载情况下总谐波畸变率较额定负载时低，为3%。功率因数都99%以上。

图16是负载由额定和5倍额定之间周期性的切换的直流电压波形，可见在5倍负载下，直流电压能够在0.02S的时间内重新稳定在560V，满足项目要求。切换过程中最大直流电压为656V，满足要求。

图165倍负载直流侧电压输出波形

最后我们考察最恶劣的情况，负载由空载至5倍额定负载切换的情况，如图17所示。

图17空载突加至5倍负载直流侧电压波形

由上图我们观察到，空载切换到5倍负载时，电压最低为535V，过渡0.03S后，电压稳定在560V；由5倍负载切换到空载时，电压最大为675V，过渡时间为0.02S。各技术指标符合项目要求。

至此，我们的仿真得到较满意的结果，滑模变结构控制效果较好。滑模控制，直流电压有小静差，但其鲁棒性好，能够有效抑制负载大范围波动，过渡时间快。

4结论

综上所述，前三种控制方法可以实现交流侧电压与电流的同相位，且改善总的谐波畸变率以达到高功率因素的目的，实现直流侧电压在一定范围内稳定且可调，但直流侧电压在负载大范围扰动的情况下，动态响应不够迅速。滑模变结构控制方式改善了前三种控制方式的缺陷，得到较好的控制效，同时系统具有很好的鲁棒性，对外界干扰和参数干扰具有不变性等优点。因此本项目采用滑模变结构空间矢量PWM控制策略进行设计。

参考文献

［1］章浩基于滑模控制的三相PWM整流器的研究与设计.华南理工大学硕士学位论文，2005

［2］张春，韩瑞华，江明等三相电压型整流器SVPWM控制简化算法研究.机电工程，2006.10-0039–03

［3］黄忠良基于DSP的直接电流控制电压型整流器.兰州理工大学硕士学位论文，2006

［4］罗悦华，伍小杰，王晶鑫三相PWM整流器及其控制策略的现状及展望.电气传动，2006-36-5